| Voltage |
Sample |
Integrate |
Frequency |
| fdouble |
↑ |
↑ |
500k |
| REF |
VREF+Δ |
-(VREF-Δ) |
|
| fsinc |
|
↑ |
250k |
| INT1 Output |
|
VREF+Δ-(-(VREF-Δ))=2VREF |
|
分析如下：
- 初看，fmod是250k，fchop也是250k，采样频率/2<信号频率，不能实现斩波？！
- 实际在double sample下，fsample.ref是500k；
- 第一级积分器的输出端/Quantizer的量化速率/SINC的输入速率，都是250k；
- 如何理解这个频率的不一致：这里完成了一次 “求和+抽取”的过程，等效于SINC1,OSR=2
仿真需要带上积分器仿真，才能完成这个“滚动滤波+抽取”的完整过程。这显然很麻烦。
实操仿真得到【单个REF Buffer，在差分采样下，VOUT节点】的PSD
- Differential，正负都有Buffer，需要RMS噪声乘以2；
- Double Sample，需要RMS噪声再乘以2；
ADC的转换结果，只考虑基准的误差，保留级数展开的第一项的近似解有：
Vadc=Vref+ErefVin×Vref=Vin×1+VrefEref1≈Vin×(1−VrefEref)
根据Device-Mismatch-Calculation-Methodology中的分析结论，等效到ADC转换结果Vadc的噪声为：
σ(Vadc)=VrefVin×σ(Vref)
当Vin很小，从基准的噪声贡献几乎为零！？
只考虑积分器自身的采样时刻噪声功率，等效到输入，实际上是除以Cref/Cin的增益等效
CinkT(1+CinCref)=CinkT+CrefkT×(CinCref)2
SDM中，无论反馈1，还是-1，都会经过REF Buffer的噪声叠加Vn,buf，那么REF Buffer的噪声都会等效到输入！
不考虑积分器的采样噪声kT/Cref，仅考虑基准源的噪声Vn,ref2，输入等效噪声有
Vn,in,ref=Vn,ref×CinCref×Gsinc=Vn,ref
（似乎电路中Cref/Cin=1，但是经过数字的增益补偿，最终GsincCref/Cin=1）
- 根据ADC的定义理解，基准的噪声似乎是会被Vin/Vref所抑制的，但是隐藏的前提是Dout贡献噪声，而2N−Dout这部分不贡献噪声；
- 我们的ADC，都是基于电荷平衡的，展开讲，真正的输出是
Vadc=2NDoutVref+(2N−Dout)Vref0
- 如果差分基准，都是经过Buffer的噪声叠加后，那么Dout和2N−Dout的反馈，都会有噪声叠加，最后功率平方求和，等效噪声增益为1：$$\frac{D_{out}+2^N-D_{out} }{2^N}=1$$
（注意2中的表达式，并不能对表达式(Dout)2和(2N−Dout)2直接平方求和，因为Dout的每一次Vn,ref都是非相关的。实际上是∑0DoutVn,ref和∑02N−DoutVn,ref）
ENOB的定义
ENOB=log2(VRMSFS)
这里FS=±VREF/G=2VREF/G
根据实测结果
| RBUF_EN |
VREF |
ENOB |
VRMS |
| 0 |
2.5V |
21.00 |
2.3841uV |
| 1 |
2.5V |
18.61 |
12.5107uV |
计算得到Reference Buffer的噪声贡献是12.2314uV
Vn,rbuf,measured=12.51072−2.38412=12.2814 μV
Vn,rbuf,simulated=1×20×1=4.47 μV