如 Sansen 讲义所言，电流输入放大器的优势在于速度快，电流输入放大器的 SlewRate 不受限，输入多少电流，就能成比例地输出多少电流到主极点。这里计算其 Gain-Bandwdith-Product， 很遗憾的是，原书中 3页 PPT 的结论都有笔误。
对于 PPT 107，电压放大器作来做运算放大器，其 DC 增益固定为 −RF/RS 没有问题，但是其带宽的衰减应该是 1/β，反馈系数 β 应该是 RS/(RF+RS)，所以准确的传递函数应该是
AvV=−RSRF1+(1+RSRF)gm1jωCc1(1.1)
这里利用了 GBW 维持不变的一个已知结论，但是更直接的，可以根据电路图直接推导。首先第一级五管 OTA 的跨导是 gm1，第二级的跨导很大，从而让第二级输入维持住 0V，那么整个环路可以这样理解：输出电压 Vout 经过电阻网络的分压反馈，经过 gm1 转换成电流完全流过 Cc，形成了一个基于 0V 的输出电压，下面这个方程化简后就是表达式 (1)
gm1(RF+RSRSVout+RF+RSRFVin)=(0−Vout)sCc(1.2)
对于 PPT 108，我们看到闭环带宽仅由 RFCc 决定，这个也是不对的，肯定应该包含电流镜增益 B2，我们假设电流输入放大器的输入阻抗很小可以忽略，从而维持住其交流 0V 的输入电压，那么整个环路可以这样理解：Vout/RF 的电流 和 Vin/RF 的电流共同流入了放大器，经过 B2 倍增后完全流过 Cc，形成改了一个基于 0V 的输出电压
B2(RFVout−0+RSVin−0)=(0−Vout)sCc(1.3)
化简后就可以得到
AvI=−RSRF1+B2jωCcRF1(1.4)
至此，我们看到，电流输入放大器的带宽仅仅受 RF 的影响，可以通过减少 RS 的方式，获得更高的运算放大器增益而不影响带宽。真实情况是不可能无限减小 RS，因为以上的推导，假设了放大器的输入阻抗无限小，这样我们假设了输入的电压始终维持在 0V，这样反馈电流永远是 (Vout−0)/RF 和 (V_{in}-0)/R_F$； 考虑到 Rin 不是无限小，那么电流也不可能如预想有这么大的比例流入到电流镜，一定会有衰减，当 RS 降低到 Rin/10=0.1/gm 时，以上假设就不再成立了。
使用 BJT 器件，其 gm/id 效率在常温下可以达到 1/VT=1/26mV≈40，这样可以得到尽可能大的 gm 从而提高速率。
电流输入放大器，总是从 Source 端输入，也就是我们通常认为的 Cascode 管结构。我们总认为 Cascode 管不贡献噪声，这里 Sansen 通过分析，给出一条有用的结论：
永远不要用一个低阻抗（Voltage Driven）去驱动一个共源共栅管的源极。 只要你是用高阻抗（比如另一个晶体管的漏极）去驱动 Cascode（即 Case 2 和 Case 4），Cascode 的噪声就会被前级的输出阻抗严重退化（Degenerated），从而对整体电路的信噪比毫无影响。
Sansen 通过分析 4种 Case，并分别求去其信噪比，从而证明其结论。然而遗憾的是，这页 PPT 仍然有笔误。这里我们抛开繁琐的分类，直接用一个表达式来分析。假设 Cascode 管的参数为 gm,rds，源端和漏端的阻抗分别是 RS,RL，那么可以推导出
信号电流跨阻增益：
Gainsignal=IinVout=−(gmRS+1)rds+RL+RS(gmrds+1)RLRS≈−(gmRS+1)rds+RL+RSgmRSrdsRL(2.1)
从这个表达式可以看到，当 RS 越大，电流越偏向于完全的折叠，全部流入到 RL 中去；如果 Rs 较小，那么就会存在信号电流的损失，通常负载端是一个低阻（电流镜原相）或者等效高频低阻（米勒电容）从而认为 RL 很小，那么电流损失如下
Gainsignalsmall Rs and RL−gmRS+1gmRSRL(2.2)
噪声电流跨阻增益：
Gainnoise=InVout=−(gmRS+1)rds+RL+RSrdsRL(2.3)
同样的，通常负载端是一个低阻（电流镜原相）或者等效高频低阻（米勒电容）从而认为 RL 很小。当 RS 越大，噪声电流会被衰减从而得到一个可以忽略的值
Gainnoisebig Rs−gmRSRL≈Rs1(2.4)
如果 Rs 较小，那么噪声电流的贡献就不可忽略，得到一个几乎
Gainnoisesmall Rs and RL−gmRS+11RL(2.5)
更进一步地，我们通过分析信噪比，可以得到
GainnoiseGainsignal=rdsgmrdsRs+Rs≈gmRs(2.6)
结论显而易见，Rs 相比 1/gm 越大越好，这样信号电流全部被折叠，且噪声电流尽可能地被退化。